本文介紹的技術可以補償直接耦合AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移。

　　直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應。由于該設計省去了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

　　圖1給出了一個電容器耦合輸出，其低頻截止頻率由負載(通常為8Ω)和電容器Cc所決定。在這個例子中，電容器Cc可阻止輸出中出現任何的DC偏移。

圖1：電容器耦合輸出的低頻截止頻率由負載、電容器Cc和輸出網絡所決定。

　　直接耦合輸出則不是這種情況(圖2)。其低頻截止頻率不受輸出限制，因此前級的任何波動都會引起DC值波動，從而導致DC電流流經負載(揚聲器)。除了會降低放大器的動態范圍和總諧波失真(THD)之外，這也是有時在打開或關閉分立音頻放大器時會聽到“喀噠”聲的原因。

圖2：直接耦合輸出的低頻截止頻率不受輸出限制。

　　為了糾正這個問題，下面將首先進行深入分析，了解分立雙極結型晶體管(BJT)音頻放大器DC偏移背后的原因。接下來將設計一種方法來消除或至少減輕這個問題。

　　首先，建立一個簡單的放大器模型，包括主要的級(圖3)。

圖3：放大器的簡單模型。

　　顧名思義，VAS(電壓放大器級)這個系統元件，是用于放大來自輸入的信號，從而通過驅動器級(通常是共射極)驅動AB級。驅動器連接到AB級，即一個互補式射極跟隨器，可提供高電流增益。最后，負反饋環路(對VAS級的增益產生影響)使整個系統成為線性并穩定。

　　VAS級通常使用差分放大器架構來設計，其一側接收輸入信號，另一側接收負反饋信號。為了簡單起見，這里用一個運算放大器代替VAS(僅用于說明偏移問題)，分析各級和偏移之間的關系——下文會通過數學進行更多討論。

圖4：VAS和驅動器的簡化模型，可提供有關輸出DC偏移的重要了解。

　　圖4給出了簡化的VAS和驅動器。這個簡單模型可以為我們提供有關輸出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部負反饋，而Rf1和Rf2則形成全局負反饋網絡。驅動器通常為一個共射極級，可產生負增益-G。因為射極跟隨器的電壓增益約為-1，所以為簡單起見，這里將AB級忽略。

　　VAS增益由R1和R2之間的關系，R2?R1，和Va1=Va2=Va確定。驅動器增益非常高，因此整個放大器增益取決于Rf1和Rf2之間的關系：

(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2

Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)

　　替換Va，運算后得到：

Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]

(R1+R2)/R2≅1     R1/(G×R2)≅0

Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1  (1)

　　這個結論給人印象不深，因此，下面來分析一下輸入接地時，Vo與驅動器輸入上的電壓Vo’之間的關系：

Va1=Vo’×R1/(R2+R1)      Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)      Va1=Va2

Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (2)

　　最后一個方程式由于顯示了驅動器級的DC電壓和放大器的輸出DC電壓之間的關系，表明Vo’發生較小波動，會在Vo中產生較大的偏移，因此非常重要。

　　如前所述，驅動器級通常由一個簡單的共射極級(圖1中的Q3)和一個小電阻器(Rpol，用于確定所需的基極至發射極電壓)組成。這個晶體管為輸出晶體管提供基極電流，因此這一級的集電極電流在毫安范圍內并不罕見。

　　現在暫時忽略溫度的影響，因此，當第一次打開電路時，要先對VAS校準，使輸出DC電壓處于VCC和VEE的中間，也就是0V。如果未施加任何信號，則由于AB級是個電壓跟隨器(共集電極)，驅動器晶體管Q3承受大部分VEE電壓(VEE-VBE)，Q3上流過偏置電流IBias，因此Q3消耗的功率近似為：

PQ3≅VEE×IBias

　　這個功率會使Q3發熱，并且這個熱量會以-2.2mV/℃的已知速率使該器件的Vbe發生改變，從而改變先前調整的輸出DC電壓。

　　如果晶體管開始發熱，例如比環境溫度高40℃，則其Vbe將下降約88mV。

　　正是晶體管溫度升高時出現的這個較小Vbe的要求，使VAS輸出處的Vo’(前面解釋過這個電壓)相應地發生變化，從而在輸出處產生DC電壓漂移。

　　一個真實例子

　　圖5中的電路說明了到目前為止所解釋過的內容。

圖5：該電路的一階現實實現。

　　為了保持較低的偏移，將Vo’設置為盡可能接近零非常方便。這就是Rset的目的，它代表多圈微調電位器。

　　這里，基極電壓和Vo’之間的關系為：

Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol

　　因此，基于基射電壓變化的輸出電壓漂移為：

Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (3)

　　通過這個方程式，如果給元件分配數值(取自真實放大器)，則可以計算出每℃變化下，輸出電壓將變化多少，例如：

Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2

Vo=-12.8mV/℃

PQ3≅24V×5mA=0.12W

　　假設Q3采用TO92封裝。在這種情況下，可以使用這種封裝的結至環境熱阻來計算結溫增量：

Rθja=200℃/W

Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃

ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)

ΔVo=-305mV

　　總之，如果不采用補償，則輸出將漂移約305mV。這僅考慮了晶體管的自熱效應。如果環境溫度由于任何原因升高，則這個偏移量可能會增加。

　　如何減輕這種影響

　　Q3的基射電壓由Rpol確定，因此一種補償Vbe電壓變化的方法，是使Rpol以某種方式遵循這一變化。這可以通過對晶體管所連的Rpol使用與溫度相關的電阻器(如熱敏電阻)來實現。由于Vbe的變化率為負，因此熱敏電阻必須為負溫度系數(NTC)。

　　下面來計算Rpol所需的熱系數。

　　IRpol(可以認為是恒定的)流過Rpol，并且Vbe等于VRpol：

Rpol=Vbe/IRpol

(dRpol)/(dVbe)=1/IRpol

?Rpol=1/IRpol×?Vbe

　　在這個示例中，Rpol=120Ω，IRpol =5.6mA，因此：

?Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))

?Rpol=-0.4?/(℃)

　　我們需要找到的熱敏電阻，要在25℃時具有這樣的精確熱系數和電阻值。由于大多數NTC熱敏電阻的溫度系數更高，這不可能實現，因此解決方案是將一個或多個較高數值的熱敏電阻與Rpol并聯。

　　下面這個方程式模擬了熱敏電阻的溫度相關性：

Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),

　　其中，Rth0是(需要計算的)環境溫度下的熱敏電阻;B是個參數，通常為3400K;T是絕對溫度;T0是環境溫度，約為298.16K。

　　因此，環境溫度下的斜率可以通過下式計算：

(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)

　　下面就是每℃的電阻變化率：

(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]

　　將熱敏電阻與Rpol并聯：

R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),

　　并且：

dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2

　　這樣就得到了并聯電阻的變化：

?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×?Rth

　　然后將每℃的熱敏電阻電阻增量代入：

?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])

　　現在就可以對這個正在分析的示例計算出Rth0：

-0.4?/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])

Rth0=1.12kΩ

　　考慮到實用性，可以將熱敏電阻的值取整至1.2kΩ。

　　注意事項

　　熱敏電阻應比晶體管小得多，因此熱敏電阻的溫度會等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也會減少熱慣性，使系統更快地達到穩態。應使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到晶體管外殼。

　　概念測試

　　為了確定這個概念對電路真實行為建模的準確性，我構造了一個測試電路。由于沒有1.2kΩ的熱敏電阻(NTC 0402)，我并聯了8個10kΩ的熱敏電阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)(圖6)，以產生非常相似的值(1250Ω)。請注意，并聯連接熱敏電阻不會改變我們計算出的溫度系數。

圖6：將八個10kΩ熱敏電阻并聯制成1.25kΩ熱敏電阻。

　　然后，我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側，并將其與Rpol(是個SMD電阻器，位于電路板的另一側)并聯(圖7)。

圖7：將圖6中所示的熱敏電阻與Q3熱粘合。

　　最后，在圖8中可以看到在連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移——這里經過大約2分鐘后達到穩態。

圖8：連接（橙色線）和未連接（藍色線）熱敏電阻時的輸出電壓漂移。

　　電路的補償響應(橙色線)比未補償響應(藍色線)要平坦得多，這表明補償在起作用。斜率為負可能表示它有點補償過了，但這不是問題，因為直流漂移仍然很小。

　　還值得一提的是，我們在25℃下計算了所需的溫度系數，但熱敏電阻不是線性的。這表明溫度系數在整個范圍內不是恒定的。但是，由于補償只需要在有限的溫度范圍內工作，因此可以忽略熱敏電阻的非線性。