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揭秘百萬修音師的調音臺:原來內部電路是這樣的....

來源:EDN電子技術設計        編輯:小月亮    2020-07-02 17:31:28     加入收藏    咨詢

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本文介紹的技術可以補償直接耦合AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移。

  本文介紹的技術可以補償直接耦合AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移。

  直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應。由于該設計省去了隔直電容器,因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

  圖1給出了一個電容器耦合輸出,其低頻截止頻率由負載(通常為8Ω)和電容器Cc所決定。在這個例子中,電容器Cc可阻止輸出中出現任何的DC偏移。

圖1:電容器耦合輸出的低頻截止頻率由負載、電容器Cc和輸出網絡所決定。

  直接耦合輸出則不是這種情況(圖2)。其低頻截止頻率不受輸出限制,因此前級的任何波動都會引起DC值波動,從而導致DC電流流經負載(揚聲器)。除了會降低放大器的動態范圍和總諧波失真(THD)之外,這也是有時在打開或關閉分立音頻放大器時會聽到“喀噠”聲的原因。

圖2:直接耦合輸出的低頻截止頻率不受輸出限制。

  為了糾正這個問題,下面將首先進行深入分析,了解分立雙極結型晶體管(BJT)音頻放大器DC偏移背后的原因。接下來將設計一種方法來消除或至少減輕這個問題。

  首先,建立一個簡單的放大器模型,包括主要的級(圖3)。

圖3:放大器的簡單模型。

  顧名思義,VAS(電壓放大器級)這個系統元件,是用于放大來自輸入的信號,從而通過驅動器級(通常是共射極)驅動AB級。驅動器連接到AB級,即一個互補式射極跟隨器,可提供高電流增益。最后,負反饋環路(對VAS級的增益產生影響)使整個系統成為線性并穩定。

  VAS級通常使用差分放大器架構來設計,其一側接收輸入信號,另一側接收負反饋信號。為了簡單起見,這里用一個運算放大器代替VAS(僅用于說明偏移問題),分析各級和偏移之間的關系——下文會通過數學進行更多討論。

圖4:VAS和驅動器的簡化模型,可提供有關輸出DC偏移的重要了解。

  圖4給出了簡化的VAS和驅動器。這個簡單模型可以為我們提供有關輸出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部負反饋,而Rf1和Rf2則形成全局負反饋網絡。驅動器通常為一個共射極級,可產生負增益-G。因為射極跟隨器的電壓增益約為-1,所以為簡單起見,這里將AB級忽略。

  VAS增益由R1和R2之間的關系,R2?R1,和Va1=Va2=Va確定。驅動器增益非常高,因此整個放大器增益取決于Rf1和Rf2之間的關系:

(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2

Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)

  替換Va,運算后得到:

Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]

(R1+R2)/R2≅1     R1/(G×R2)≅0

Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1  (1)

  這個結論給人印象不深,因此,下面來分析一下輸入接地時,Vo與驅動器輸入上的電壓Vo’之間的關系:

Va1=Vo’×R1/(R2+R1)      Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)      Va1=Va2

Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (2)

  最后一個方程式由于顯示了驅動器級的DC電壓和放大器的輸出DC電壓之間的關系,表明Vo’發生較小波動,會在Vo中產生較大的偏移,因此非常重要。

  如前所述,驅動器級通常由一個簡單的共射極級(圖1中的Q3)和一個小電阻器(Rpol,用于確定所需的基極至發射極電壓)組成。這個晶體管為輸出晶體管提供基極電流,因此這一級的集電極電流在毫安范圍內并不罕見。

  現在暫時忽略溫度的影響,因此,當第一次打開電路時,要先對VAS校準,使輸出DC電壓處于VCC和VEE的中間,也就是0V。如果未施加任何信號,則由于AB級是個電壓跟隨器(共集電極),驅動器晶體管Q3承受大部分VEE電壓(VEE-VBE),Q3上流過偏置電流IBias,因此Q3消耗的功率近似為:

PQ3≅VEE×IBias

  這個功率會使Q3發熱,并且這個熱量會以-2.2mV/℃的已知速率使該器件的Vbe發生改變,從而改變先前調整的輸出DC電壓。

  如果晶體管開始發熱,例如比環境溫度高40℃,則其Vbe將下降約88mV。

  正是晶體管溫度升高時出現的這個較小Vbe的要求,使VAS輸出處的Vo’(前面解釋過這個電壓)相應地發生變化,從而在輸出處產生DC電壓漂移。

  一個真實例子

  圖5中的電路說明了到目前為止所解釋過的內容。

圖5:該電路的一階現實實現。

  為了保持較低的偏移,將Vo’設置為盡可能接近零非常方便。這就是Rset的目的,它代表多圈微調電位器。

  這里,基極電壓和Vo’之間的關系為:

Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol

  因此,基于基射電壓變化的輸出電壓漂移為:

Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (3)

  通過這個方程式,如果給元件分配數值(取自真實放大器),則可以計算出每℃變化下,輸出電壓將變化多少,例如:

Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2

Vo=-12.8mV/℃

PQ3≅24V×5mA=0.12W

  假設Q3采用TO92封裝。在這種情況下,可以使用這種封裝的結至環境熱阻來計算結溫增量:

Rθja=200℃/W

Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃

ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)

ΔVo=-305mV

  總之,如果不采用補償,則輸出將漂移約305mV。這僅考慮了晶體管的自熱效應。如果環境溫度由于任何原因升高,則這個偏移量可能會增加。

  如何減輕這種影響

  Q3的基射電壓由Rpol確定,因此一種補償Vbe電壓變化的方法,是使Rpol以某種方式遵循這一變化。這可以通過對晶體管所連的Rpol使用與溫度相關的電阻器(如熱敏電阻)來實現。由于Vbe的變化率為負,因此熱敏電阻必須為負溫度系數(NTC)。

  下面來計算Rpol所需的熱系數。

  IRpol(可以認為是恒定的)流過Rpol,并且Vbe等于VRpol:

Rpol=Vbe/IRpol

(dRpol)/(dVbe)=1/IRpol

?Rpol=1/IRpol×?Vbe

  在這個示例中,Rpol=120Ω,IRpol =5.6mA,因此:

?Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))

?Rpol=-0.4?/(℃)

  我們需要找到的熱敏電阻,要在25℃時具有這樣的精確熱系數和電阻值。由于大多數NTC熱敏電阻的溫度系數更高,這不可能實現,因此解決方案是將一個或多個較高數值的熱敏電阻與Rpol并聯。

  下面這個方程式模擬了熱敏電阻的溫度相關性:

Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),

  其中,Rth0是(需要計算的)環境溫度下的熱敏電阻;B是個參數,通常為3400K;T是絕對溫度;T0是環境溫度,約為298.16K。

  因此,環境溫度下的斜率可以通過下式計算:

(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)

  下面就是每℃的電阻變化率:

(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]

  將熱敏電阻與Rpol并聯:

R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),

  并且:

dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2

  這樣就得到了并聯電阻的變化:

?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×?Rth

  然后將每℃的熱敏電阻電阻增量代入:

?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])

  現在就可以對這個正在分析的示例計算出Rth0:

-0.4?/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])

Rth0=1.12kΩ

  考慮到實用性,可以將熱敏電阻的值取整至1.2kΩ。

  注意事項

  熱敏電阻應比晶體管小得多,因此熱敏電阻的溫度會等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也會減少熱慣性,使系統更快地達到穩態。應使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到晶體管外殼。

  概念測試

  為了確定這個概念對電路真實行為建模的準確性,我構造了一個測試電路。由于沒有1.2kΩ的熱敏電阻(NTC 0402),我并聯了8個10kΩ的熱敏電阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)(圖6),以產生非常相似的值(1250Ω)。請注意,并聯連接熱敏電阻不會改變我們計算出的溫度系數。

圖6:將八個10kΩ熱敏電阻并聯制成1.25kΩ熱敏電阻。

  然后,我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側,并將其與Rpol(是個SMD電阻器,位于電路板的另一側)并聯(圖7)。

圖7:將圖6中所示的熱敏電阻與Q3熱粘合。

  最后,在圖8中可以看到在連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移——這里經過大約2分鐘后達到穩態。

圖8:連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻時的輸出電壓漂移。

  電路的補償響應(橙色線)比未補償響應(藍色線)要平坦得多,這表明補償在起作用。斜率為負可能表示它有點補償過了,但這不是問題,因為直流漂移仍然很小。

  還值得一提的是,我們在25℃下計算了所需的溫度系數,但熱敏電阻不是線性的。這表明溫度系數在整個范圍內不是恒定的。但是,由于補償只需要在有限的溫度范圍內工作,因此可以忽略熱敏電阻的非線性。

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